基于电路拓扑的IGBT并联均流方法

2019-10-07 21:53:50 Westpac Electronics
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随着电力电子器件技术、信息和控制技术的日益进步,市场对于MW级大功率变流器的需求与日俱增。由于目前全控型大功率电力电子器件存在耐压和通流能力的限制,直接实现变流器大容量的要求是不现实的,但可以通过2种途径来实现:①将变流器装置直接进行并联,②在不改变输出电压等级的前提下通过电力电子器件的并联来实现。由于IGBT并联能够提供更高的电流密度、均匀热分布、灵活布局以及较高性价比等优势,使得IGBT并联方案目前已成为一种趋势,成为大功率设计应用的解决方案之一。
 
  由于并联IGBT自身参数的不一致及电路布局不对称等,必引起器件电流分配不均,严重时会使器件失效甚至损坏主电路,因此,IGBT并联的重点是考虑如何通过设计确保均流。目前现有的一些IGBT并联均流措施包括:降额法、栅极电阻匹配法、发射极电阻反馈法、外加电感平衡法等。降额法,即尽量选用同一批次且具有正温度系数的IGBT进行并联的同时,对IGBT进行较大的降额应用,该方法简单易行,但是器件功率容量浪费严重,即使较大的降额应用也难以保证有很好的可靠性,因为器件的相关参数会随工作状况发生变化。
 
  栅极电阻匹配法有2种形式:同一栅极电阻法和独立栅极电阻法,该方法虽然简单易行,但不具备通用性,匹配效果随开关管参数变化会变差,而且di/dt及射极杂散电感的不一致会导致发射极间产生较大的环流。发射极电阻反馈法即在IGBT的发射极串联1个反馈电阻,该方法简单易行,但其反馈程度与均流效果存在矛盾,当驱动回路发射极电阻取值比较小时,电流不均所引起的反馈电压较弱,无法对并联IGBT的均流产生较好的改善作用。外加电感平衡法即在并联IGBT的桥臂中点加上µH级的小电感,用以减小IGBT动态电流的分布不均,设计简单工程可实现,利用附加电感对上升和下降电流斜率的限制作用,实现对开通和关断过程中的动态电流不均进行限制,但由于2个并联IGBT模块参数差异,其续流二极管在反向恢复过程中的反向恢复电流大小不一致,使得IGBT开通反向恢复阶段的开通电流不均。
 
  因此,本文针对目前IGBT并联存在的问题,在详细分析外加电感对动静态均流影响的基础上,提出一种基于电路拓扑的两电平电路中的IGBT并联均流方法,该方法需要添加1个额外的直流侧二极管和2个µH极的电感,降低了开关的开通损耗,不需要设置死区,且短路保护实现容易,同时,针对该方法带来的IGBT关断过电压第2尖峰抬高的问题,提出了一种改进电路拓扑结构,试验结果表明了该种方法的正确性、有效性和可行性。
 
  1. IGBT直接并联时均流特性分析
  1.1 IGBT直接并联的静态不均流分析
  IGBT直接并联时的静态电流分配不均主要受其饱和压降和结温Tj影响,结温Tj的影响可以归结为饱和压降的影响。
 
  图1给出了IGBT模块直接并联时的均流特性示意图,其中,Uo1和Uo2分别是IGBT 1和2的开启电压;I1和I2分别是IGBT 1和2的发射极电流;Uce(sat)为IGBT的饱和压降;ΔU1和ΔU2分别为IGBT 1和2的饱和压降变化值;ICtot为流过IGBT并联电路总的电流;Uce为IGBT的集-射极电压。
 
  由图1可以将IGBT阻抗Z1和Z2的输出特性表示为

计算公式1 

  式中:r1和r2分别为两管的通态电阻,表达式为

IGBT模块直接并联时的均流特性示意图 
图1 IGBT模块直接并联时的均流特性示意图

 
  由于两管直接并联,因此有

计算公式2~4 

 
  因此,要解决IGBT直接并联时的静态电流分配不均,应当选用饱和压降特性比较一致的开关管并联使用。
 
  定义IGBT并联时的电流不平衡因子为

计算公式5、6 

 
  在同一型号批次IGBT的伏安特性中,开启电压一般相差不大,因此一般情况下可以认为Uo1≈Uo2,因此上式可简化为

计算公式7 

 
  1.2 IGBT直接并联的动态不均流分析
  影响IGBT并联时动态电流分配的因素比较多,如门槛电压、栅极电容、栅集电容、栅极电阻、结温等,这些因素最终都可以归结为一点,即开关时刻的不一致。当2个开通时间ton及关断时间toff不一致的IGBT并联时,先开通及后关断的IGBT将承受较多的电流,如图2所示,其中IGBT 1的开通时间ton1及关断时间toff1都比较小,因此其在开通时会承受较大的电流,而在关断时会承受较小的电流;i1、i2分别为流过2个IGBT的电流。
 
  因此,为了保证IGBT在并联时具有较好的动态均流特性,应选择开关特性比较一致的IGBT,并且还需要尽量保持驱动电路的一致性。
 
  2. 外加电感动态均流方法分析
  2.1 外加电感平衡法的均流分析
  外加电感平衡法利用附加电感对上升和下降电流斜率的限制作用,可以有效地对开通和关断过程中的动态电流不均进行限制。该种方法目前在文献中仅见于两电平电路拓扑中的应用,并不适合其他电路拓扑形式,且文献都没有给出该电路详细的理论分析与推导。

IGBT并联时动态均流情况示意图 
图2 IGBT并联时动态均流情况示意图

 
  外加电感平衡法电路拓扑如图3所示,图中Le1和Le2为外加电感,量级为µH级,i11和i12分别为流过电感Le1和Le2的电流,I为该并联电路的输出电流,且有Le1=Le2=L,其中L为外加电感的大小值。其基本原理就是在并联IGBT的桥臂中点加上µH级的小电感,用以减小IGBT动态电流的分布不均。通常,外加电感的大小可以选择为

计算公式8 

  式中:Udc为直流母线电压;ΔI为所允许的最大电流偏差值;Δt为并联IGBT的开关偏差时间。

外加电感平衡法 
图3 外加电感平衡法

 
  由式(1),可对图3列写方程为

计算公式9、10 

式中I1(0)为电流i11的初始电流。
 
  因此,电流不平衡因子VUBF为

计算公式11 

 
  由于在同一型号批次IGBT的伏安特性中,开启电压一般相差不大,因此一般情况下可认为Uo1≈Uo2;同时,假设2个IGBT的初始电流是相等的,即令i1(0)=I/2,则式(11)可简化为

计算公式12  

  对于IGBT而言,其导通电阻一般是mΩ级,而通常所加的电感为µH级,因此式(12)中的时间常数τ=2L/(r1+r2)为ms级。由式(12)和(7)对比可以看出:相对于IGBT直接并联方法而言,外加电感方法在减小动态电流不均的同时,也可以减小通态时的电流不均,且开关频率越高,导电宽度就越窄,效果也就越好。
 
 2.2 存在的问题
  目前比较有应用价值的IGBT并联方法是发射极电阻反馈法和外加电感法,但是通过试验和研究发现:发射极电阻反馈法存在一种危险的振荡现象,如图4所示。图中的C为IGBT的集电极,G为IGBT的栅极,E为IGBT的发射极,AE为IGBT的辅助发射极,URE1和URE2分别为IGBT T1和T2的发射极反馈电压,ih为环流电流。
 
  当驱动回路发射极电阻取值比较小时,电流不均所引起的反馈电压较弱,无法对并联IGBT的均流产生较好的改善作用;但当驱动回路发射极电阻取值比较大时,不同的di/dt或发射极杂散电感值会通过发射极杂散电感形成很强的反馈电压,会在驱动回路中叠加1个较大的反馈电压,从而会造成IGBT的门极电压在米勒电压平台附近发生较大的变化,严重时会产生持续的振荡。这是采用该方法无法克服的一个隐患。
 
 当采用外加电感法改善IGBT并联时的均流效果时,如果同时也采用同一驱动电路对并联IGBT进行驱动时,由于外加电感比杂散电感大1个或数个量级,因此在IGBT驱动回路会产生很大的反馈电压,振荡现象更易出现。
 
  因此,外加电感平衡法简单,虽然工程可实现,利用附加电感对上升和下降电流斜率的限制作用,实现对开通和关断过程中的动态电流不均进行限制,但是该方法存在两个方面的缺点:①在采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路进行驱动时,外加电感会在IGBT驱动回路会产生很大的反馈电压,会导致严重的开通振荡,从而损毁开关管;②由于2个并联IGBT模块参数差异,其续流二极管在反向恢复过程中的反向恢复电流大小不一致,使得IGBT开通反向恢复阶段的开通电流不均。
 
  3. 基于电路拓扑的IGBT并联均流方法
  由于存在以上提到的不足,因此需要寻求一种新的IGBT并联方法。考虑到采用同一驱动电路对IGBT进行并联驱动时,存在以上分析的振荡隐患,并且对于高压大功率IGBT而言,能同时驱动多个IGBT的驱动电路板实现比较困难,且市场上也几乎没有供应,因此本文所研究的方法是在每个IGBT独立驱动的基础上进行的。
 
  根据电路对偶的思想,提出一种基于电路拓扑的两电平IGBT并联的实现方法,该方法是在外加电感平衡法的基础上,在直流侧增加1个Z源网络。Z源网络主要应用于功率变换器中,Z源逆变器是一种具有降/升压功能的新型逆变拓扑,它除了存在有效导通和零状态外,还增加了1个直通状态,通过控制直通占空比,可以实现升压输出,此外,Z源网络的引入还提高了系统的可靠性,消除了死区效应对逆变器的影响,其电感一般都为百µH级。而在该电路拓扑结构中,Z源网络引入的目的主要是为了IGBT模块并联的均流,其突出的优势为:相比于普通的Z源网络,其电感取值非常小,通常只有几个µH级。如图5所示。图中所示的方法可以直接扩展到全桥和三相桥两电平电路拓扑中。

发射极电阻反馈法的振荡现象 
图4 发射极电阻反馈法的振荡现象
一种新的两电平IGBT并联电路 
图5 一种新的两电平IGBT并联电路

 
  图5中,Z源网络由吸收电感Ldc_b1和Ldc_b2、吸收电容Cdc_b1和Cdc_b2、二极管D组成,输出电感由电感Le1和Le2组成,负载由负载电感L’、电容C和负载电阻R组成,IGBT模块由4个IGBT组成的H桥型并联电路构成,Ud为直流输入电容,Cd为直流侧吸收电容。
 
  该电路拓扑对IGBT实现均流的原理是:在任何开通和关断瞬间都存在一定的电流斜率抑制电感,可以使开关电流的跳变过程变慢,从而减小动态电流的不均;同时,由于Z源网络中直流电感的存在,IGBT开通过程中的换向速率变慢,由二极管反向恢复电流所造成的开通电流不均现象可以得到较好的抑制。
 
  该电路同时具有如下优点:在单相H桥中可以实现所有4支IGBT的软开通,开通损耗大大降低;所增加的2个很小的µH级电感任何时刻都存在电流通路,不会产生附加的关断过电压;不需要设置死区,在桥臂发生短路时,由于直流侧Z源网络中电感的作用,短路电流di/dt得到抑制,短路保护实现容易。相对于外加电感平衡均流方法,该电路的缺点是需要添加1个额外的直流侧二极管和2个很小的µH级电感。
 
  需要指出的是:采用图5所用的电路拓扑在实现IGBT的均流同时,也带来一个附加问题,即IGBT的关断电压第二尖峰会抬高。出现该现象的原因是:在IGBT关断时,Z源网络中的电感会部分向IGBT吸收电容充电,因此会抬高IGBT关断时的第二电压尖峰。为了解决该问题,提出了如图6所示的改进电路拓扑结构,利用额外的电容-二极管-电容(CDC)网络来对IGBT的关断过电压第2尖峰进行钳位,从而解决该问题。图6中,所增加的CDC网络主要由二极管和电容构成,其他物理量与图5中所示意义完全相同。

改进的两电平IGBT并联电路 
图6 改进的两电平IGBT并联电路

 
  4. 试验研究
  为验证采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路时,本文提出了2种电路拓扑结构优势,且可以解决采用基于发射极电阻反馈的外加电感法并联时产生的振荡问题,最后分别进行了IGBT直接并联、只加电感时并联和采用本文提出的电路拓扑结构的试验。最后,采用本文图5、6所示的电路拓扑结构,分别进行了采用同一驱动电路和采用独立驱动电路的试验,试验采用半桥电路进行验证,IGBT模块选择英飞凌公司的BSM50GB60DLC (600V/50A),主电路的参数为:Ldc_b1=Ldc_b2=5µH,Cdc_b1=Cdc_b2=2200µF,Le1=Le2=10µH,负载为L=2mH、C=2200µF、R=0.5Ω。电路工作在斩波状态,2个并联IGBT上的开关管分别采用±15V的独立驱动,其开关频率为f=1kHz,固定占空比为D=0.5。
 
  4.1 IGBT直接并联试验
  采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路直接并联时试验条件为:直流母线电压Udc=200V,栅极驱动电阻Rg1=Rg2=4Ω,发射极电阻Re1=Re2=0.5Ω。
 
  图7为采用同一驱动电路直接并联开通和关断时的试验波形。图中CH1通道为驱动电压波形,CH3通道为IGBT的集-射极间的电压波形Uce,CH2和CH4通道为IGBT模块的电流波形,从图7中可以看出,IGBT直接并联时,开通电流明显不均,且开通电流的di/dt很大。

IGBT直接并联时的波形 
图7 IGBT直接并联时的波形

 
  4.2 外加电感时IGBT并联试验
  图8为当直流母线电压Udc=250V,Rg1=Rg2=3Ω,Re1=Re2=0.5Ω,采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路并外加电感并联时的开通试验波形。图8中CH1通道为驱动电压波形,CH3通道为IGBT的集-射极间的电压波形Uce,CH2和CH4通道为IGBT模块的电流波形,从图中测试所得的振荡频率范围为:14~50MHz。从图8中可以看出,采用该方法对IGBT进行并联使用时,会产生1个高频振荡,当负载电流增加时,会在IGBT的驱动回路上产生很大的反馈电压,导致严重的开关振荡,从而损坏开关管。

直流母线电压250V时外加电感法的开通波形 
图8 直流母线电压250V时外加电感法的开通波形

 
  4.3 采用同一驱动电路时采用图56所示电路拓扑的试验
  图9为图5所示电路拓扑结构采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路时的试验波形。试验的条件为:Udc=300V,Rg1=Rg2=3.5Ω,Re1=Re2=1.5Ω。图中CH1通道为驱动电压波形,CH3通道为IGBT的集-射极间的电压波形Uce,CH2和CH4通道为IGBT模块的电流波形。

采用图5所示电路拓扑的试验波形 
图9 采用图5所示电路拓扑的试验波形

 
  从图9中的波形可以看出,由于Z源网络的引入,直流侧和交流侧的电感的共同抑制作用,使得IGBT驱动回路上的反馈电压得到有效的衰减或抑制,因此,图8中所示的开通振荡问题得到了有效抑制,但从图9中的关断波形中可以看出,由于Z源网络的引入,使得IGBT在关断时,Z源网络中的电感部分向IGBT吸收电容充电,使得IGBT关断时的第二电压尖峰抬高。
 
  图10为图6所示电路拓扑结构采用基于发射极电阻反馈法的同一驱动电路时的试验波形。试验的条件为:Udc=300V,Rg1=Rg2=3.5Ω,Re1=Re2=1.5Ω。图中CH1通道为驱动电压波形,CH3通道为IGBT的集-射极间的电压波形Uce,CH2和CH4通道为IGBT模块的电流波形。从图10中的波形可以看出,图6所提出的改进电路拓扑很好地解决了由图5所提出的电路拓扑所引的关断过电压第2尖峰Uce抬高的问题。

采用图6所示电路的试验波形 
图10 采用图6所示电路的试验波形

 
  4.4 采用独立驱动电路时图6所示电路拓扑试验
  考虑到采用发射极反馈法和同一驱动电路对IGBT进行并联驱动时,存在振荡隐患,且对于高压大功率IGBT而言,能同时驱动多个IGBT的驱动电路板实现比较困难,因此,对图6所示电路拓扑结构进行了采用独立驱动电路的试验,其试验波形见图11。其试验条件为:Udc=350V,Rg1=Rg2=4.5Ω。

采用图6提出的电路拓扑时的波形 
图11 采用图6提出的电路拓扑时的波形

 
  图11中CH1通道为驱动电压波形,CH3通道为IGBT的集-射极间的电压波形Uce,CH2和CH4通道为IGBT模块的电流波形,从图11中的波形可以看出,采用独立驱动电路时,Z源网络的引入使得IGBT在开通恢复阶段的电流变化率得到了抑制,IGBT的开通和关断电流基本趋向一致,达到了较好的均流效果。由于采用的是独立驱动电路,不存在采用基于发射极电阻反馈的同一驱动电路的IGBT并联方法所导致的开通振荡问题,因此更切合实际的工程应用;同时由于Cdc网络的引入,IGBT关断时的第二电压尖峰抬高问题也得到了很好的解决。
 
  5. 结论
  为了提高现代电力电子变流器的功率容量和功率密度,采用大功率全控型器件IGBT的并联技术是其比较理想的选择。IGBT并联的重点是考虑如何通过设计确保均流。现有的一些IGBT并联均流措施虽然都简单易行,但都存在着一定的缺点:导致开通振荡,在门极间产生大的环流等。针对这些问题,本文开展了一系列的研究,其主要研究成果有:
  1)对外加电感平衡法的均流进行了详细的理论推导与分析。
  2)提出了一种基于电路拓扑的两电平电路中的IGBT并联均流方法,只需要添加1个额外的直流侧二极管和2个很小的µH级电感,就可以有效地解决现有均流措施中存在的问题。
  3)针对已提出的电路拓扑存在关断过电压第2尖峰的问题,提出了1种利用额外的Cdc网络来对IGBT的关断过电压第2尖峰进行钳位的改进电路拓扑结构,有效地解决了第2尖峰的问题。
  4)给出了本文所提电路拓扑的相关试验结果,表明了本文所提基于电路拓扑的IGBT并联均流方法的正确性、有效性和可行性,为大功率电力电子变流器的扩容提供了较理想的选择的方案。


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