高压IGBT串联均压控制电路阈值电压设计方法

2019-10-07 21:48:14 Westpac Electronics
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 IGBT结合了MOSFET和BJT的优点,具有额定电压高、开关速度快、驱动简易等优势。但是,目前单个IGBT器件的电压、电流等级仍不能满足高压大容量变频器、高压直流输电等应用场合的需要。将IGBT器件串联使用是提高系统电压等级、容量等级的一种有效方法,国内外研究机构针对IGBT串联技术进行了广泛的研究,重点在于保证串联支路各器件的电压均衡,包括静态电压均衡与动态电压均衡。
 
  造成串联IGBT器件静态电压不均衡的原因主要是各器件关断稳态下的伏安特性有差异。
 
  对于串联支路来说,各IGBT在关断稳态时具有相同的漏电流,但在该工况下的等效漏电阻不尽相同,漏电阻较大的IGBT器件将承受较高的关断稳态电压。
 
  造成串联IGBT器件动态电压不均衡的因素较多,主要包括器件参数不一致、驱动电路参数不一致、控制信号不一致、换流回路参数不一致等。为保证串联IGBT动态电压均衡,需要在器件外围添加均压电路。国内外文献中提出了多种串联均压电路,包括负载侧的无源缓冲电路与箝位电路、门极侧的同步控制电路、有源控制电路与有源箝位电路等。
 
  负载侧无源缓冲吸收电路主要为C、RC、RCD这3种,其主要作用均为降低器件关断过程中集射极电压VCE的变化率,从而抑制电压不均衡程度并限制过电压。从能量角度来说,无源缓冲吸收电路是将IGBT串联中不平衡的能量转移并消耗在器件外部,这导致了该电路自身损耗较大,对于高压IGBT串联系统这一影响将更加严重。ABB公司提出了一种负载侧箝位电路,对RCD电路进行改进,在电阻支路加入稳压管Z,当电容C上的电压高于箝位值时才通过电阻R放电。该方法降低吸收电路自身损耗,但同时动态均压效果相对减弱。对于负载侧均压电路来说,用于高压IGBT串联系统中时大功率的稳压管与快恢复二极管选型均十分困难。
 
  门极侧均压电路相对更加复杂,各种电路拓扑在复杂程度、控制精度、动态均压效果以及损耗等方面各有利弊。其中有源箝位电路具有电路简单、可靠性高、适用于已有驱动电路的特点,可用于高压IGBT串联的动态均压控制。这一电路的设计重点与难点在于选取合适的阈值电压,如果阈值电压设置过高,则无法起到动态电压均衡与保护器件的效果;如果阈值电压设置过低,则会导致箝位支路频繁地、长时间地工作,增加损耗,降低电路运行的稳定性与可靠性。高压IGBT串联系统对于装置的安全性、可靠性以及低损耗的要求更高,因此阈值电压的设计显得更加重要,现有文献中尚未提出高压IGBT串联系统中有源箝位电路的阈值电压设计方法。
 
  本文介绍了一种应用于高压IGBT串联系统中的负载侧均压与门极侧均压相结合的串联均压方案,分析了均压控制电路的原理。综合考虑了开关瞬态过程中换流回路杂散参数与续流二极管正向恢复特性的影响,提出了针对高压IGBT串联系统的箝位电路阈值电压设计方法。该方法适用于多电平、多管串联的高压IGBT串联变换器系统。最后,通过实验验证了该均压电路的可行性与阈值电压设计方法的实用性。
 
  1高压IGBT串联电路拓扑
  高压IGBT多管串联电路单相拓扑如图1所示。采用静态均压电路、门极均压控制电路相结合的技术方案以保证IGBT串联支路各器件的电压均衡。每个IGBT单元的均压电路拓扑如图2所示。
 
  静态均压电路较为简单,即在IGBT集电极C与发射极E间并联一个阻值远小于IGBT漏电阻的静态均压电阻,可较好解决静态均压问题。门极均压控制电路相对复杂,下面将着重对其工作原理与阈值电压参数设计方法进行分析。

高压IGBT多管串联单相电路拓扑示意图 
图1 高压IGBT多管串联单相电路拓扑示意图
IGBT单元均压电路拓扑 
图2 IGBT单元均压电路拓扑

 
  2门极均压控制电路原理
  选择可靠性较高、适用于现有驱动电路的稳压管-二极管有源箝位方案作为高压IGBT串联系统的门极均压控制电路,由串联稳压管Z1~Zn、二极管D、串联稳压管Z11~Z1m及与之并联的电容C1、电阻R1以及限流电阻R2构成箝位支路。
 
  设稳压管Z1~Zn串联后总的击穿电压为VZ1,Z11~Z1m串联后总的击穿电压为VZ2,则门极均压控制电路箝位支路的两个阈值电压分别为动态箝位电压阈值VZ1和静态箝位电压阈值VZ1+VZ2。只有当集电极电压高于动态箝位电压阈值VZ1时,箝位支路才起作用。在其作用下,IGBT关断过程可以分成3个阶段,如图3所示。

箝位支路作用下IGBT关断过程示意图 
图3 箝位支路作用下IGBT关断过程示意图

 
  阶段1:IGBT集–射极电压VCE低于VZ1,在这个阶段箝位支路并未开始工作,只有很小的漏电流流过,VCE以较快的变化率上升,IC减小。
 
  阶段2:VCE上升至高于VZ1时,Z1~Zn导通,IGBT集电极电压通过R2、Z1~Zn、D对电容C1充电,从而降低了VCE上升率。在此阶段,箝位支路的作用相当于在IGBT的CG极间并联的电容,增强了IGBT的Miller效应,使先关断器件的电压上升率降低,动态减小串联器件的电压不平衡度。
 
  阶段3:VCE上升至高于VZ1+VZ2,Z11~Z1m导通,VCE被箝位在略高于VZ1+VZ2的电压(考虑电阻R2上的压降),直到储存在换流回路杂散电感中的能量全部消耗之后,关断过程结束。

  在阶段2和阶段3,箝位支路向门极注入电流,使IGBT工作于线性区,IGBT开关速度减慢,损耗急剧增加。因此,在设计了负载侧均压电路的前提下,不应使门极均压控制电路的箝位支路频繁作用;而当IGBT有过压危险时,又要保证箝位支路可靠作用,将VCE箝位在IGBT耐压值以下。按照上述原则设计箝位支路的参数。
 
  3阈值电压设计方法
  为保证IGBT不工作在过压状态,要求总体箝位阈值电压低于IGBT所能承受的最大电压VCES,即:

VZ1+VZ2<VCES     (1)

  为避免门极均压控制电路的箝位支路频繁动作,一级有源箝位电压VZ1应略高于器件电压均衡时的关断尖峰电压。同时考虑到控制效果与灵敏度的要求,可将一级有源箝位电压VZ1与二级有源箝位电压VZ2设计为

计算公式1、2 

  可见,阈值电压的设计与器件的关断尖峰电压Vpeak密切相关。
 
  对于多电平的IGBT串联系统,设电平数为m,每个串联支路的器件数为n。当IGBT器件完全均压时,每个IGBT的关断尖峰电压由母线电压、换流回路杂散电感、电流变换率以及续流二极管的正向恢复电压共同决定,可表示为

计算公式4 

 
式中:VDC为直流母线电压;Vf为反并联二极管正向恢复电压(阴极到阳极的压降);Ls为换流回路总体杂散电感;ic为器件集电极电流。
 
  3.1二极管正向恢复电压计算方法
  在正向恢复过程中,二极管电压与其电流的关系可表示为

计算公式5 

式中:VT为温度电压当量(室温下约为26mV);TM为运输时间;RM0为基区初始电阻;qM为基区存储电荷。基区存储电荷qM与二极管电流iD之间的关系可表示为

计算公式6 

  式(6)右边第一项表示少数载流子随着时间的变化;第二项表示在少子寿命时间τ内复合掉的少数载流子;第三项表示通过PN结扩散进入基区的少数载流子。若将二极管电流在开通过程中近似为线性变化,则可求得基区存储电荷表达式为

计算公式7 

式中α为开通过程中电流的变化率。
 
  认为IGBT关断电压尖峰在其电流ic下降至0.5IL时出现,则此时二极管电流为−0.5IL,其基区电压表达式可表示为

计算公式8 

  运输时间TM、载流子寿命τ可根据产品手册列出的参数及测试条件计算得出,也可根据建模参数拟合近似得出。基区初始电阻RM0可根据正向导通时二极管的电压波形初始斜率和电流波形初始斜率计算得到。
 
  需要注意此处选取电压尖峰位置在0.5IL处出现为经验值,由于此时二极管正向恢复电压变化速率已较为缓慢,同时换流回路杂散电感的感生电势是IGBT关断电压尖峰的主要组成部分,故取经验值计算其正向恢复电压对最终计算关断电压尖峰值的影响较小。对所选用的IGBT器件进行单管实验确定电压尖峰位置将更加准确。
 
  3.2 换流回路杂散电感电压计算方法
  IGBT关断过程中,将流经器件的电流由0.9IL下降至0.1IL的过程近似为线性变化过程,则换流回路杂散电感上的压降Vs可近似表示为

Vs≈0.8LsIL/tf       (9)

式中tf为IGBT器件关断过程中电流的下降时间。
 
  需要注意的是,不同的IGBT器件其关断时的拖尾电流有差异,拖尾电流部分应排除在近似线性电流之外,因此可根据实际器件参数与单管试验确定近似线性部分的电流取值。
 
  换流回路的杂散电感Ls主要由母排杂散电感Lbus、母线电容寄生电感LC以及器件内部连线电感LIGBT组成,可表示为

Ls=Lbus+LC+kLIGBT       (10)

式中k为参与换流过程的IGBT器件个数。
 
  母线电容电感以及IGBT器件连线电感可从相应的元器件数据表中进行查找。对于高压IGBT串联系统,其换流回路母排结构复杂、尺寸较大,因此其母排杂散电感Lbus需要通过部分单元等效电路(PEEC)方法与Ansoft Q3D仿真软件相结合进行分析得到。PEEC方法从积分形式的Maxwell方程组出发,将大尺寸、复杂结构的导体分割成一定数量的小尺寸、结构简单的导体,即部分单元。通过Ansoft Q3D仿真软件计算出各部分单元的杂散参数后,根据串并联关系搭建研究对象整体的等效电路网络,再通过电路分析得到总体的等效杂散参数。参数提取流程如图4所示。

杂散参数提取流程图 
图4 杂散参数提取流程图

 
  综上所述,对于m电平IGBT器件n管串联系统,在直流母线电压为VDC、负载电流为IL的情况下,各器件完全均压时每个IGBT的关断电压尖峰Vpeak可表示为

计算公式11 

  依据式(2)、(3)即可对箝位电路电压阈值VZ1、VZ2进行设定。
 
  4实验验证
  将此阈值电压设计方法分别应用于多电平与多管串联的高压IGBT串联试验平台的参数设计中,进行实验验证。
 
  4.1三电平高压IGBT串联实验平台
  三电平高压IGBT双管串联实验平台电路拓扑如图5所示。三相380V交流电源经过自耦调压器后形成0~380V可调的三相交流电,通过380V/10kV变压器升压至三相交流0~10kV,再经过高压整流桥得到直流电压,该直流电压通过充电电阻为直流母线电容充电。器件采用三菱公司生产的型号为CM600HG-90H的高压IGBT和型号为RM600HE-90S的高压二极管,其额定电压、电流为4500V/600A。
 
  依据第3节所述方法,对母线电压为6kV、负载额定电流为200A工况下的门极有源箝位电路电压阈值进行设计。
 
  根据器件产品手册列出的参数及单管测试实验波形对3.1节所述二极管模型中的各参数进行拟合。根据式(8)估算得到在母线电压为6kV、负载额定电流为200A工况下,二极管正向恢复电压约为37V。
 
  根据三电平高压IGBT双管串联实验平台机械结构,在Ansoft Q3D软件中建立直流母排三维模型。三电平桥臂在开关动作过程中共有4种换流回路,其换流过程如图6所示。其中,换流回路1与换流回路4在拓扑上对称,均包含2个IGBT和2个二极管,称为短换流回路;换流回路2与换流回路3在拓扑上对称,均包含6个IGBT和2个二极管,称为长换流回路。仍采用PEEC方法对4种不同的换流回路分别进行部分单元划分与杂散参数计算。由于拓扑与母排结构设计的对称性,两种短换流回路的母排杂散参数基本相同,约为237nH;两种长换流回路的母排杂散参数也基本相同,约为466nH。

三电平高压IGBT串联实验平台电路图 
图5 三电平高压IGBT串联实验平台电路图
三电平IGBT串联单相桥换流回路 
图6 三电平IGBT串联单相桥换流回路

 
  依据产品手册可知,半边直流母线电容寄生电感值LC=100nH,IGBT器件内部连线杂散电感值LIGBT=27nH。产品手册未给出高压二极管器件内部杂散电感,在此近似认为其与同电压电流等级的IGBT器件内部连线杂散电感相同。故短流回路总体杂散电感值Ls_short为

Ls_short=237+100+4×27=445nH      (12)

  长换流回路总体杂散电感值Ls_long为

Ls_long=466+100+8×27=782nH      (13)

  根据式(11)估算短换流回路每个IGBT的关断电压尖峰约为1635V,长换流回路每个IGBT的关断电压尖峰约为1719V。两者相差不大,根据较高的长换流回路每个IGBT的关断电压尖峰设定箝位电路电压阈值,即Vpeak=1719V。
 
  根据式(2)、(3)对箝位电路电压阈值VZ1、VZ2进行设定,即1719V<VZ1<1891V,1891V<VZ1+VZ2<2235V。根据稳压管电压等级,设定:

计算公式14 

  在此箝位阈值下进行实验测试。
 
  实验机柜如图7所示。使用配制了高速模块720210 HS100M12的录波仪Yokogawa DL850进行实验记录,采样率为100MS/s。高压差分探头型号为PINTECH DP-20K,电流探头型号为Rogowski CWT6。

三电平高压IGBT串联实验机柜 
图7 三电平高压IGBT串联实验机柜

 
  当长换流回路两个串联IGBT电压均衡时,有箝位电路控制下的波形如图8所示。可见,当电压均衡时,IGBT的关断电压尖峰约为1683V,处于一级箝位阈值以下,有源箝位电路不会动作。

IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压均衡,有箝位电路) 
图8 IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压均衡,有箝位电路)

 
  当长换流回路两个串联IGBT电压不均衡时,无箝位电路控制下的波形如图9所示。可见,当门极信号延时为800ns时,两个串联IGBT电压不均衡,若无箝位电路作用,IGBT的最大关断电压尖峰将达到2428V。

IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压不均衡,无箝位电路) 
图9 IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压不均衡,无箝位电路)

 
  当长换流回路两个串联IGBT电压不均衡时,有箝位电路控制下的波形如图10所示。可见,当门极信号延时为800ns时,两个串联IGBT电压不均衡,在箝位支路作用下,IGBT最大关断电压尖峰为2116V,被限制在二级箝位阈值附近。

IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压不均衡,有箝位电路) 
图10 IGBT关断电压波形(VDC=6kV,IL=200A,电压不均衡,有箝位电路)

 
  IGBT电压尖峰计算值、箝位电压阈值、不同实验情况下的最大电压尖峰值如表1所示。可见,在两个串联IGBT电压均衡的情况下,关断电压尖峰未达到阈值电压,箝位支路不会动作;当两个串联IGBT电压不均衡时,箝位支路动作,电压不均衡程度得到了明显的抑制。

表1 三电平实验平台不同情况电压值比较(VDC=6kV,IL=200A)
三电平实验平台不同情况电压值比较 

 
  4.2 两电平高压IGBT四管串联实验平台
  两电平高压IGBT四管串联实验平台电路拓扑如图11所示。三相380V交流电源经过自耦调压器后形成0~380V可调的三相交流电,通过380V/6000V变压器升压至三相交流0~6000V,再经过高压整流桥得到直流电压,该直流电压通过充电电阻为直流母线电容充电。器件采用了三菱公司生产的型号为CM600HG-90H的高压IGBT,其额定电压、电流为4500V/600A。实验过程中对上半边4个串联IGBT器件进行控制,开通时由母线电容对阻感负载供电,关断时电流经下半边4个串联IGBT器件的反并联二极管进行续流。

两电平高压IGBT四管串联实验平台电路图 
图11 两电平高压IGBT四管串联实验平台电路图

 
  依据第3节所述方法,对母线电压为3.7kV、负载额定电流为240A工况下的门极有源箝位电路电压阈值进行设计。根据器件产品手册列出的参数及单管测试实验波形对3.1节所述二极管模型中的各参数进行拟合。根据式(8)估算得到在母线电压为3.7kV、负载额定电流为240A工况下,每个二极管正向恢复电压约为65V。
 
  根据两电平高压IGBT四管串联实验平台机械结构,在Ansoft Q3D软件中建立直流母排三维模型,采用PEEC方法对直流母排进行单元划分与杂散参数计算,得到母排整体等效杂散电感值为Lbus=912nH。依据产品手册可知,直流母线电容寄生电感值LC=200nH,IGBT器件内部连线杂散电感值LIGBT=27nH,故换流回路总体杂散电感值Ls为

Ls=912+200+8×27=1328nH      (15)

  根据式(9)估算换流回路杂散电感压降Vs约为686V。
 
  根据式(11)估算每个IGBT的关断电压尖峰Vpeak约为1162V。
 
  根据式(2)、(3)对箝位电路电压阈值VZ1、VZ2进行设定,即1162V<VZ1<1278V,1278V<VZ1+VZ2<1511V。根据稳压管电压等级,设定:

计算公式16 

  在此箝位阈值下进行实验测试。
 
  实验平台与4.1节所述实验平台相同,将箝位二极管断开即为两电平四管串联桥臂拓扑。同样,使用配制了高速模块720210 HS100M12的录波仪Yokogawa DL850进行实验记录,采样率为100MS/s。高压差分探头型号为PINTECHDP-20K,电流探头型号为Rogowski CWT6。
 
  当4个串联IGBT电压均衡时,有箝位电路控制下的波形如图12所示。
 
  可见,当电压均衡时,IGBT的关断电压尖峰约为1192V,处于一级箝位阈值以下,有源箝位电路不会动作。
 
  当4个串联IGBT电压不均衡时,无箝位电路控制下的波形如图13所示。

IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压均衡,有箝位电路) 
图12 IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压均衡,有箝位电路)
IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压不均衡,无箝位电路) 
图13 IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压不均衡,无箝位电路)

 
  可见,当门极信号依次延时270ns时,4个串联IGBT电压不均衡,若无箝位电路作用,IGBT的最大关断电压尖峰将达到1936V。当4个串联IGBT电压不均衡时,有箝位电路控制下的波形如图14所示。

IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压不均衡,有箝位电路) 
图14 IGBT关断电压波形(VDC=3.7kV,IL=240A,电压不均衡,有箝位电路)

 
  可见,当门极信号依次延时为270ns时,4个串联IGBT电压不均衡,在箝位支路作用下,IGBT最大关断电压尖峰为1402V,被限制在二级箝位阈值以下。
 
  IGBT电压尖峰计算值、箝位电压阈值、不同实验情况下的最大电压尖峰值如表2所示。可见,在4个串联IGBT电压均衡的情况下,关断电压尖峰未达到阈值电压,箝位支路不会动作;当4个串联IGBT电压不均衡时,箝位支路动作,电压不均衡程度得到了明显的抑制。

表2 两电平实验平台不同情况电压值比较(VDC=3.7kV,IL=240A)
两电平实验平台不同情况电压值比较(VDC=3.7kV,IL=240A) 

 
  上述实验结果证明了这一门极均压控制电路的可行性,阈值电压设计方法应用于多管串联、多电平串联电力电子变换器系统中,均起到了抑制串联支路各IGBT器件动态电压不均衡的效果。
 
  5结论
  针对高压IGBT串联技术中保证串联支路各器件电压均衡这一关键问题,本文介绍了一种负载侧均压与门极侧均压相结合的串联均压方案。对门极均压控制电路的工作原理进行了分析,综合考虑杂散参数与二极管正向恢复特性对IGBT关断瞬态过程的影响,提出了阈值电压这一关键参数的设计方法,该设计方法适用于多管串联、多电平串联电力电子变换器系统。将门极均压控制电路与阈值电压设计方法分别应用于两电平高压IGBT四管串联实验平台与三电平高压IGBT双管串联实验平台中进行验证,实验结果表明,在串联支路各IGBT器件电压均衡的情况下,门极均压控制电路不会动作,不增加损耗;在在串联支路各IGBT器件电压不均衡的情况下,门极均压控制电路对电压不均衡起到了显著的抑制效果。均压电路的可行性与阈值电压设计方法的实用性得到了证明。


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